在这篇文章中，我们将全面讨论使用ICUC2的12个简单的2V 2842 A SMPS电路。我们通过评估各种公式来研究 2安培反激式设计，该公式提供了变压器绕组和零件规格的确切选择细节。

设计#1：简介

(资料图片)

第一种设计基于多功能IC VIPer53-E。

VIPer53-E 采用改进的电流模式 PWM 控制器构建，该控制器在同一封装内具有高压MDMesh™ 功率MOSFET。VIPer53-E有几种不同的封装，DIP8和PowerSO-10.基准测试板无疑是一个离线宽范围电源，其中包括VIPer53-E，设计用于通过光耦合器操作PWM控制器进行二次调节。开关频率为100kHz，总输出功率为24 W。

下面给出了IC的一些主要功能：

• 基于 SMPS 的通用电源

• 电流模式控制以及可变限制功能

• 效率约为 75%

• 输出通过短路和过载保护保护• 还通过内置的热关断保护

来控制过温• 符合 EN55022 B 类 EMI 规范和蓝天使标准。

使用VIPer12-E的拟议2V 53安培电路的电路图如下图所示：

下载完整的 PCB和零件清单

主要操作条件可以通过下图进行研究：

变压器详细信息：

上述SMPS电路的铁氧体磁芯变压器绕组细节可以根据下图提供的数据进行分析：

设计#2：简介

下一个设计基于德州仪器的IC UC2842，该IC12也可用于构建额定电压为2V的高级固态非常可靠的SMPS电路，电流输出@4安培至《》安培。

该设计的完整电路图如下图所示：

让我们尝试了解此12V 2 A SMPS电路中使用的几个主要组件的功能和关键性：

Cin 输入大容量电容器和最小大容量电压：

所示的大容量电容器Cin可以使用单个或几个并联电容器进行整合，可能通过使用电感器在它们两端消除由于差模传导而产生的噪声。该电容器的值决定了最小大容量电压的水平。

如果使用较低值的 Cin 来降低最小大容量电压，可能会导致初级峰值电流升高，使开关 MOSFET 和变压器过载。

相反，保持较大的值可能会导致MOSFET和trafo上的峰值电流更高，这也是不可接受的，因此应选择图中所示的合理值。

可以使用以下公式完成此操作：

此处 Vin（min） 表示最小交流输入电压的 RMS值，约为 85 V RMS。

fLINE（min）表示上述RMS值的频率，可以假设为47Hz。

参考上述等式，为了达到最低75V的体电压值，在85%的效率下，Cin值将需要在126uF左右，在我们的原型中发现180uF就好了。

计算坦斯利夫车数比：

首先计算变压器匝数，需要找出最有利的开关频率。

虽然IC UC2842被指定为产生500kHz的最大频率，但考虑到所有可行和效率相关参数，决定选择并将器件设置为110kHz左右。

这使得设计在变压器尺寸、EMI滤波器尺寸方面得到了合理的平衡，并且仍然将操作保持在可容忍的损耗范围内。

术语Nps是指变压器的初级，这可以根据所用驱动器MOSFET的额定值以及次级整流二极管规格的额定值来确定。

为了获得最佳的MOSFET额定值，我们首先需要参考最大RMS电压值（在本例中为265V输入AC）计算峰值大容量电压。因此，我们有：

为了简单和成本效益，这款 650V 9 安培 smps 电路原型选择了额定电压为 65V 的 mosfet IRFB12N2A。

如果我们认为MOSFET漏极上的最大电压应力约为其规格的80%，并将最大大容量输入电源的30%作为允许的电压尖峰，则最终的反射输出电压可以预期低于130V，如以下公式所示：

因此，对于12V输出，最大初级/次级变压器匝数比或NPS可以计算如下式所示：

在我们的设计中，纳入了Nps = 10的匝数比。

该绕组的计算方式必须使其能够产生略高于IC最小Vcc规格的电压，以便IC能够在最佳条件下工作，并在整个电路中保持稳定性。

辅助绕组Npa的计算公式如下：

变压器中的辅助绕组用于偏置并向IC提供工作电源。

现在对于输出二极管，其上的电压应力可能相当于输出电压和反射的输入电源，如下所示：

为了抵消由于“振铃”现象引起的电压尖峰，本设计中有必要使用额定阻断电压为60V或更高的肖特基二极管。

此外，为了远离高压电流尖峰因数，该反激式转换器设计为与连续导通模式（CCM）配合使用。

计算最大占空比：

如上一段所述，一旦我们计算出变压器的NPS，所需的最大占空比Dmax可以通过分配给基于CCM的转换器的传递函数来计算，详细信息如下：

变压器电感和峰值电流

在我们讨论的12V 2 A

smps电路中，变压器磁化电感Lp是根据CCM参数确定的。在本例中，电感的选择使得转换器能够以大约10%的负载进入CCM工作区，并使用最小的大容量电压，以将输出纹波保持在最低水平。